Einführung
Die heutigen elektronischen Systeme werden immer komplexer, mit einer zunehmenden Anzahl von Schienen und Stromversorgungen. Um die höchste Leistungsdichte und Zuverlässigkeit und die niedrigsten Kosten zu erzielen, müssen Systemdesigner häufig ihre eigenen Stromversorgungslösungen entwickeln, anstatt handelsübliche Netzteile zu verwenden. Das Design und die Optimierung von Hochleistungs-Schaltnetzteilen werden immer häufigere und kompliziertere Aufgaben.
Das Design der Stromversorgungsschleifenkompensation wird oft als schwierige Aufgabe angesehen, insbesondere für unerfahrene Netzteildesigner.
Das praktische Kompensationsdesign erfordert im Allgemeinen zahlreiche Iterationen, um die Werte der Kompensationskomponenten anzupassen. Dies ist nicht nur zeitaufwändig, sondern in einem komplizierten System, in dem Bandbreite und Quellenstabilität durch verschiedene Faktoren beeinträchtigt werden können, auch ungenau. Diese Application Note erläutert die grundlegenden Konzepte und Methoden der Kleinsignalmodellierung von Schaltnetzteilen und deren Design der Kompensationsschleife. Als typisches Beispiel wird der Abwärtswandler (Buck) verwendet, aber die Konzepte können auf andere Topologien angewendet werden. Das benutzerfreundliche Designtool LTpowerCADTM wird ebenfalls eingeführt, um Design und Optimierung zu erleichtern.
Identifizierung des Problems
Ein gut ausgelegtes Schaltnetzteil muss elektrisch und akustisch leise sein. Ein unterausgeglichenes System kann zu einem instabilen Betrieb führen. Typische Symptome einer instabilen Stromversorgung sind unter anderem hörbares Rauschen von magnetischen Komponenten oder Keramikkondensatoren, Jitter in Schaltwellenformen, Oszillation der Ausgangsspannung und Überhitzung von Leistungs-FETs.
Es gibt jedoch zahlreiche Gründe, die zusätzlich zur Schleifenstabilität unerwünschte Oszillationen verursachen. Leider sehen sie für unerfahrene Netzteildesigner alle gleich aus. Selbst für erfahrene Ingenieure kann es manchmal schwierig sein, den Grund für Instabilität zu identifizieren. Abbildung 1 zeigt typische Ausgangs- und Schaltknotenwellenformen für eine instabile Buck-Versorgung. Das Anpassen des Loop-Offsets kann die Instabilität der Quelle beheben oder auch nicht, da die Oszillation manchmal auf andere Faktoren wie Board-Rauschen zurückzuführen ist. Wenn Sie keine Liste mit Möglichkeiten im Kopf haben, kann es zeitaufwändig und frustrierend sein, die Ursache des Geräuschs herauszufinden.
Bei schaltenden Leistungswandlern wie den in Abbildung 3851 gezeigten Current-Mode-Buck-Versorgungen LTC3833 oder LTC2 lässt sich schnell feststellen, ob ein instabiler Betrieb auf eine Schleifenkompensation zurückzuführen ist, indem ein großer 0,1-µF-Kondensator über den Ausgangspin der Fehlerrückmeldung gelegt wird (ITH)-Verstärker an IC-Masse. (Alternativ kann dieser Kondensator zwischen dem Ausgangspin des Verstärkers und dem Feedback-Pin für eine Spannungsmodusquelle platziert werden.)
Dieser 0,1-µF-Kondensator muss groß genug sein, um die Schleifenbandbreite auf eine niedrige Frequenz zu reduzieren und so die Stabilität der Spannungsschleife sicherzustellen. Wenn sich die Quelle dank dieses Kondensators stabilisiert, ist es wahrscheinlich, dass das Problem mit der Kompensation der Schleife gelöst wird.
Ein überkompensiertes System ist normalerweise stabil, wenn auch mit geringer Bandbreite und langsamer Reaktion auf Transienten. Ein solches Design erfordert eine übermäßige Ausgangskapazität, um die transiente Regulierungsanforderung zu erfüllen, was zu den Kosten und der Gesamtgröße beiträgt. Bild 3 zeigt typische Wellenformen der Ausgangsspannung des Abwärtswandlers und des Induktorstroms während eines transienten Lastspitzen- oder Tiefpunkts. Abbildung 3a entspricht einem stabilen, aber überkompensierten System mit geringer Bandbreite, in dem es während des Übergangs zu einem großen Überschwingen/Unterschwingen von VOUT kommt. Abbildung 3b entspricht einem unterkompensierten System mit hoher Bandbreite, das viel weniger VOUT-Unterschwingung/Überschwingung aufweist, aber die Wellenformen im stationären Zustand nicht stabil sind. Abbildung 3c zeigt den Lastübergang einer gut konzipierten Quelle mit einer schnellen und stabilen Schleife.
Kleinsignalmodellierung der Leistungsstufe eines PWM-Wandlers
Ein Schaltnetzteil wie der Abwärtswandler in Abbildung 4 hat im Allgemeinen zwei Betriebsmodi, abhängig vom Ein-/Aus-Zustand seines Hauptsteuerschalters. Daher ist die Quelle ein nichtlineares System, das sich mit der Zeit ändert.
Um die Kompensation mit konventioneller linearer Steuerung zu analysieren und zu entwerfen, wurde ein lineares Kleinsignal-Mittelungsmodell entwickelt, indem Linearisierungstechniken auf die Schaltnetzteilschaltung um ihren stationären Arbeitspunkt herum angewendet wurden.
Modellierung Schritt 1: Wechsel zu einem zeitinvarianten System mit TS-Mittelung
Alle getakteten Leistungstopologien, einschließlich Abwärts-, Aufwärts- oder Abwärts-/Aufwärtswandler, verfügen über eine 3-polige PWM-Schaltzelle, die aus einem aktiven Steuerschalter Q und einem passiven Schalter (Diode) D besteht. Zur Verbesserung des Wirkungsgrads kann die Diode D ersetzt werden durch einen synchronen FET, ebenfalls passiv. Der aktive Anschluss „a“ ist der aktive Schalteranschluss und der passive Anschluss „p“ ist der passive Schalteranschluss. In einem Wandler sind die Anschlüsse a und p immer mit einer Spannungsquelle verbunden, wie z. B. VIN und Masse des Abwärtswandlers. Der Anschluss „c“ ist mit einer Stromquelle verbunden, bei der es sich um die Induktivität im Abwärtswandler handelt.
Um das zeitvariable Schaltnetzteil in ein zeitinvariantes System umzuwandeln, kann das 3-Anschluss-PWM-Zellen-Mittelwertmodellierungsverfahren angewendet werden, indem der aktive Schalter Q in eine Mittelwertstromquelle und der passive Schalter (Diode) D durch eine Mittelwertbildung geändert werden Spannungsquelle. Der mittlere Schaltstrom Q ist gleich ad·iL und die mittlere Schaltspannung D ist gleich ad·vap, wie in Fig. 5 gezeigt. Der Mittelwert wird über eine Schaltperiode TS angelegt. Da die Strom- und Spannungsquellen die Produkte zweier Variablen sind, ist das System immer noch ein nichtlineares System.
Modellierungsschritt 2: Kleinsignal-Wechselstrom-Linearmodellierung
Der nächste Schritt besteht darin, das Produkt der Variablen zu erweitern, um das lineare Kleinsignalmodell von AC zu erhalten. Zum Beispiel eine Variable x = X + , wobei X der stationäre DC-Arbeitspunkt und die AC-Kleinsignalvariation um X ist. Somit kann das Produkt zweier Variablen x y umgeschrieben werden als:
Abbildung 6 zeigt, dass der AC-Teil des kleinen linearen Signals vom DC-Arbeitspunktteil getrennt werden kann. Außerdem kann das Produkt der beiden kleinen Signalvariationen von AC() ignoriert werden, da es sich um eine Variable handelt, deren Wert noch kleiner ist. Aus diesem Konzept kann die gemittelte PWM-Schaltzelle wie in Abbildung 7 dargestellt ausgedrückt werden.
Durch Anwenden dieser zweistufigen Modellierungstechnik auf einen Abwärtswandler, wie in Abbildung 8 gezeigt, kann die Leistungsstufe des Abwärtswandlers als einfache Spannungsquelle VIN modelliert werden, gefolgt von einem Filternetzwerk 2. Ordnung L/c.
Basierend auf der linearen Schaltung in Abbildung 8, da das Steuersignal das Tastverhältnis d und das Ausgangssignal vOUT ist, kann der Abwärtswandler durch die Ausgangsarbeitsübertragungsfunktion Gdv(s) im Frequenzbereich beschrieben werden:
wo,
Die Funktion Gdv(s) gibt an, dass die Leistungsstufe des Tiefsetzstellers ein System 2. Ordnung mit zwei Polen und einer Null im Frequenzbereich ist. Die Null sZ_ESR wird durch den Ausgangskondensator C und seinen ESR rC erzeugt. Die resonanten Doppelpole wO werden durch die Ausgangsfilterdrossel L und den Kondensator C erzeugt.
Da die Frequenzen der Pole und des Nullpunkts Funktionen des Ausgangskondensators und seines ESR sind, variieren die Bode-Plots der Gdv(s)-Funktion mit den verschiedenen Optionen des Ausgangskondensators der Quelle, wie in Abbildung 9 gezeigt Das Signalverhalten der Leistungsstufe des Tiefsetzstellers hängt stark von den gewählten Ausgangskondensatoren ab. Wenn die Quelle eine niedrige Ausgangskapazität oder Ausgangskondensatoren mit sehr niedrigem ESR hat, kann die Null-ESR-Frequenz viel höher sein als die Resonanzpolfrequenz. Die Phasenverzögerung der Endstufe kann bis zu –180 Grad betragen. Infolgedessen kann es schwierig sein, die Schleife zu kompensieren, wenn die negative Spannungsrückkopplungsschleife geschlossen ist.
Kleinsignalmodell des Boost-Boost-Konverters
Unter Verwendung des gleichen Kleinsignalmittelungsverfahrens zur Modellierung der PWM-Schaltzelle mit 3 Anschlüssen kann auch der Aufwärtswandler modelliert werden. Abbildung 10 zeigt, wie Sie den Aufwärtswandler modellieren und in Ihre lineare Wechselstrom-Kleinsignal-Modellschaltung umwandeln.
Die Übertragungsfunktion der Boost-Leistungsstufe Gdv(s) ergibt sich aus Gleichung 5. Es handelt sich ebenfalls um ein System 2. Ordnung mit L/C-Resonanz. Anders als der Abwärtswandler hat der Aufwärtswandler zusätzlich zu dem COUT ESR-Nullpunkt einen Nullpunkt in der rechten Hälfte der Ebene (RHPZ). Der RHPZ erhöht die Verstärkung, verringert jedoch die Phase (negativ). Die Gleichung zeigt auch, dass die RHPZ mit dem Arbeitszyklus und dem Lastwiderstand variiert. Da das Tastverhältnis eine Funktion von VIN ist, variiert die Übertragungsfunktion der Verstärkungsstufe Gdv(s) mit VIN und dem Laststrom. Abbildung 11 zeigt, dass bei niedrigen VIN und IOUT_MAX für hohe Lasten der RHPZ auf seiner niedrigsten Frequenz ist und eine signifikante Phasenverzögerung verursacht. Dies macht es schwierig, einen Aufwärtswandler mit hoher Bandbreite zu entwerfen. Als allgemeine Konstruktionsregel gilt, dass die Bandbreite des Aufwärtswandlers zur Gewährleistung der Schleifenstabilität auf weniger als 1/10 seiner niedrigsten RHPZ-Frequenz ausgelegt ist. Andere Topologien wie Positiv-Negativ-Buck/Boost, Flyback (isolierter Buck/Boost), SEPIC- und CUK-Wandler haben eine unerwünschte RHPZ und können beim Entwerfen von Lösungen mit hoher Bandbreite und schnellen Transienten nicht ausgenutzt werden.
Schließen Sie die Rückkopplungsschleife mit Spannungsmodussteuerung
Die Ausgangsspannung kann durch ein System mit geschlossener Rückkopplungsschleife geregelt werden. In dem Beispiel von Fig. 12 steigt, wenn die Ausgangsspannung VOUT ansteigt, auch die Rückkopplungsspannung VFB an und die Ausgabe des negativen Rückkopplungsfehlerverstärkers nimmt ab, wodurch das Tastverhältnis abnimmt. Als Ergebnis wird VOUT reduziert, so dass VFB = VREF. Das Operationsverstärker-Fehlerkompensationsnetzwerk kann ein Rückkopplungsverstärkernetzwerk vom Typ I, Typ II oder Typ III sein. Es gibt nur einen Regelkreis zum Regeln von VOUT. Diese Steuerungstechnik wird Spannungsmodussteuerung genannt. Die LTC3861 und LTC3882 von Linear Technology sind typische Spannungsmodus-Abwärtsregler.
Um einen Spannungsmodus-PWM-Wandler wie den in Abbildung 13 gezeigten zu optimieren, wird im Allgemeinen ein kompliziertes Typ-III-Kompensationsnetzwerk benötigt, um eine schnelle Schleife mit ausreichender Phasenreserve zu entwerfen.
Wie Gleichung 7 und Abbildung 14 zeigen, hat dieses Kompensationsnetzwerk 3 Pole und 2 Nullstellen im Frequenzbereich: Der Integrationspol mit niedriger Frequenz (1/s) bietet eine hohe DC-Verstärkung, um Fehler zu minimieren die Resonanzfrequenz des Systems f0, um die Phasenverzögerung von –180° zu kompensieren, die durch L und C in der Leistungsstufe verursacht wird, der erste Hochfrequenzpol wird platziert, um den Nullpunkt des ESR von COUT bei fESR aufzuheben, und der 2. Hochfrequenz- Frequenzpol wird nach der gewünschten Bandbreite fC platziert, um Schaltrauschen in der Rückkopplungsschleife zu dämpfen. Typ-III-Kompensation ist ziemlich kompliziert, da sie sechs R/C-Werte erfordert. Die optimale Kombination dieser Werte zu finden, ist eine sehr zeitaufwändige Aufgabe.
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Um das Design des Schaltnetzteils zu vereinfachen und zu automatisieren, wurde das Designtool LTpowerCAD entwickelt. Dieses Werkzeug macht das Lasso-Kompensationsdesign zu einer viel einfacheren Aufgabe. LTpowerCAD ist ein kostenlos herunterladbares Designtool, das unter www.linear.com/LTpowerCAD verfügbar ist. Hilft Benutzern bei der Auswahl einer Stromversorgungslösung, dem Design von Leistungsstufenkomponenten und der Optimierung der Quelleneffizienz und Schleifenkompensation.
Wie in Abbildung 15 werden für einen gegebenen Spannungsmodus-Controller von Linear Technology wie den LTC3861 seine Schleifenparameter mit dem Design-Tool modelliert. Für eine bestimmte Leistungsstufe können Benutzer die Pole und Nullstellen (Frequenzen) einstellen und den Programmanweisungen folgen, um die tatsächlichen R/C-Werte auszuwählen und die Schleifenverstärkungsleistung und Lasttransienten in Echtzeit zu überprüfen.
Das Design kann dann zur Echtzeitsimulation in eine LTspice®-Simulationsschaltung exportiert werden.
Fügen Sie eine Stromschleife für die Strommodussteuerung hinzu
Die Einzelschleifen-Spannungsmodussteuerung hat einige Einschränkungen. Sie benötigen ein ziemlich kompliziertes Kompensationsnetzwerk vom Typ III. Die Schleifenleistung kann abhängig von den Parametern und Parasiten des Ausgangskondensators, insbesondere dem ESR des Kondensators und der Impedanz der Leiterbahn der Platine, erheblich variieren. Eine zuverlässige Quelle muss auch vor schnellen Stromspitzen geschützt werden, was wiederum ein schnelles Erfassungsverfahren und einen schnellen Komparator zum Schutz erfordert. Für Hochstromlösungen, die viele parallele Phasen erfordern, muss ein Stromverteilungsnetz oder eine Stromschleife hinzugefügt werden.
Das Hinzufügen eines internen Stromerfassungspfads und einer Rückkopplungsschleife zum Spannungsmoduswandler macht ihn zu einem Strommodus-gesteuerten Wandler. Die Abbildungen 16 und 17 zeigen einen typischen Abwärtswandler im Spitzenstrommodus und seinen Betrieb. Der interne Takt bewirkt, dass der obere Steuer-FET eingeschaltet wird. Dann schaltet der FET ab, sobald das Induktor-Spitzenstromsignal erkannt wird, wenn es die Spannung VC am ITH-Pin des Verstärkers erreicht. Konzeptionell verwandelt die Stromschleife den Induktor in eine gesteuerte Stromquelle. Daher wird die Closed-Loop-Current-Loop-Leistungsstufe zu einem System 1. Ordnung anstelle eines Systems 2. Ordnung mit L/C-Resonanz. Dadurch verringert sich die durch die Endstufenpole verursachte Phasenverzögerung von 180 Grad auf etwa 90 Grad. Eine kleinere Phasenverzögerung macht es viel einfacher, die externe Schleifenspannung zu kompensieren, und macht die Quelle auch weniger empfindlich gegenüber Schwankungen des Ausgangskondensators oder der Induktivität, wie in Abbildung 18 erläutert.
Das Spulenstromsignal kann direkt mit einem zusätzlichen RSENSE oder indirekt über die DCR-Wicklung oder den FET RDS(ON) erfasst werden. Alle bieten weitere wichtige Vorteile durch die Steuerung im Strommodus. Wie Abbildung 17 zeigt, verfügt das System über eine genauere und schnellere Strombegrenzung im Falle einer Überlastung oder Stromsättigung des Induktors, da der Induktorstrom erfasst und durch die Verstärkerausgangsspannung für jeden Zyklus begrenzt wird.
Der Anlaufstrom der Induktivität wird auch während des Einschaltens oder bei Eingangsspannungstransienten streng kontrolliert. Wenn mehrere Wandler/Phasen parallel geschaltet sind, macht es die Strommodussteuerung sehr einfach, den Strom zwischen den Quellen aufzuteilen, indem die ITH-Pins des Verstärkers miteinander verbunden werden, um ein zuverlässiges PolyPhase®-Design zu implementieren. Zu den typischen Current-Mode-Controllern gehören unter anderem die LTC3851A, LTC3833 und LTC3855 von Linear Technology.
Steuermethoden für Spitzenstrom vs. Talstrom
Das in den Fig. 16 und 17 gezeigte Strommodus-Steuerverfahren entspricht der Spitzenstrommodus-Steuerung des Induktors. Der Wandler arbeitet mit einer festen Schaltfrequenz fSW, was insbesondere bei Parallelwandlern eine Taktsynchronisation und Phasenverschachtelung erleichtert. Wenn jedoch die transiente Spitze unmittelbar nach dem Abschalten des Gates des Steuer-FET auftritt, muss der Wandler warten, bis der FET TOFF des nächsten Taktzyklus auf die Transiente reagiert. Diese TOFF-Verzögerung ist normalerweise kein Problem, aber sie ist in Systemen mit wirklich schnellen Transienten wichtig. Außerdem kann die minimale Leitungszeit (TON_min) des Steuer-FET nicht sehr klein sein, da der Stromkomparator Zeit benötigt, um das Rauschen zu beseitigen und somit ein falsches Auslösen zu vermeiden. Dies begrenzt die maximale Schaltfrequenz fSW in Step-Down-Anwendungen mit einem hohen VIN/VOUT-Verhältnis. Darüber hinaus erfordert der Spitzenstrommodus auch eine gewisse Steilheitskompensation, um die Stromschleife stabil zu halten, wenn das Tastverhältnis größer als 50 % ist. Dies ist kein Problem für Controller von Linear Technology, die normalerweise eine adaptive Steigungskompensation beinhalten, um die Stromschleifenstabilität für den gesamten Bereich von Arbeitszyklen sicherzustellen. Der LTC3851A und der LTC3855 sind typische Einschaltstrommodus-Controller.
Controller im Talstrommodus erzeugen eine gesteuerte FET-Einschaltzeit und warten, bis der Talstrom der Induktivität seine Talgrenze (VITH) erreicht, bevor sich der FET wieder einschaltet. Somit kann die Source auf Lasttransienten während TOFF des Steuer-FET reagieren. Da außerdem die Leitungszeit festgelegt ist, kann die TON_min des Steuer-FET kleiner sein als bei der Spitzenstrommodus-Steuerung, um einen höheren fSW in Anwendungen mit einem hohen Buckelverhältnis zu ermöglichen. Die Valley-Current-Mode-Steuerung muss auch keine Steigungskompensation für die Stabilität der Stromschleife hinzufügen. Da jedoch die Schaltperiode TS variieren darf, kann die Wellenform des Schaltknotens für das Oszilloskop so erscheinen, als hätte sie mehr Jitter mit Talstrommodussteuerung. LTC3833 und LTC3838 sind typische Valley-Current-Mode-Controller.
Fortsetzung ...
